[0001]本発明は、モータ制御回路、電流値算出方法及びプログラムに関する。
[0002]従来のモータ制御回路として、交流電源による交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、この直流電圧に基づいてモータを駆動するインバータ回路と、インバータ回路を制御する制御回路とを備えるものが知られている。例えば、モータは、空気調和機のコンプレッサを駆動する。制御回路は、交流電源からコンバータ回路に流れる交流電流を監視し、交流電源に定められた電流容量を超えると予測した場合には、モータの入力電力を抑える制御を行う。
[0003]交流電流を監視する方法としては、交流電源とコンバータ回路の間に設けられたカレントトランス（以下、ＣＴ）を用いる方法がある。しかしながら、ＣＴを用いると、回路基板の小型化を阻害する虞があるだけでなく、発熱や電力損失も懸念される。この問題に対処するため、例えば特許文献１には、ＣＴを用いずに交流電流値を推定する空気調和機の駆動回路が記載されている。
[0004]特許文献１に記載の駆動回路は、インバータ回路からコンバータ回路に流れる直流電流を検出する電流検出素子と、コンバータ回路の出力端に接続された直流電圧検知部とを備える。駆動回路は、電流検出素子で検出した電流に基づき求めた直流電流値と、直流電圧検知部が検知した直流電圧とに基づき直流電力を求める。そして、駆動回路は、求めた直流電力を交流電圧と力率の積によって除することにより交流電流値を推定する。
[0005]特許第３８６６１２０号公報
[0006]特許文献１に記載の駆動回路は、インバータ回路に入力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号のキャリアの周期毎に電流検出素子にて発生する電流値を取得していき、取得した複数の電流値の任意の個数の平均である平均電流値を計算する。そして、当該駆動回路は、計算した平均電流値に、ＰＷＭ信号のデューティを考慮して直流電流値を演算する。このように、平均電流値を計算した後にデューティを考慮する手法では、直流電流値の推定精度が低下する虞がある。例えば、キャリア周期の１キャリア目において取得した電流値が１ＡでＰＷＭ信号のデューティが２０％であり、２キャリア目において取得した電流値が２ＡでＰＷＭ信号のデューティが４０％である場合を考える。この場合、特許文献１に記載の推定手法を用いると、平均電流値が１．５Ａとなり、これにデューティの平均である３０％を考慮すると直流電流値が０．４５Ａと算出されるが、実際の平均値は、（０．２Ａ＋０．８Ａ）／２＝０．５Ａであるため、誤差が生じる。
[0007]本発明は、上記実状を鑑みてなされたものであり、インバータ回路からコンバータ回路に流れる電流を良好な精度で推定できるモータ制御回路、電流値算出方法及びプログラムを提供することを目的とする。
[0008]（１） 上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るモータ制御回路は、 交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、 前記直流電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路と、 前記コンバータ回路と前記インバータ回路の間に設けられた電流センサから、前記インバータ回路から前記コンバータ回路へ流れる電流の値を取得可能であるとともに、前記インバータ回路に前記モータの各相に対応する三相のＰＷＭ信号を出力 し、三相変調方式で前記インバータ回路を制御 する制御回路と、を備え、 キャリア周期の１周期内における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、 前記制御回路は、 前記第１信号がオフからオンになった直後の第１タイミング、前記第２信号がオフからオンになった直後の第２タイミング、前記第２信号がオンからオフになる直前の第３タイミング、及び、前記第１信号がオンからオフになる直前の第４タイミング で 前記電流の瞬時値を取得し、 前記第１信号がオフからオンになってから前記第２信号がオフからオンになるまでの期間を第１期間ｔ １ とし、前記第２信号がオフからオンになってから前記第３信号がオフからオンになるまでの期間を第２期間ｔ ２ とし、前記第３信号がオンからオフになってから前記第２信号がオンからオフになるまでの期間を第３期間ｔ ３ とし、前記第２信号がオンからオフになってから前記第１信号がオンからオフになるまでの期間を第４期間ｔ ４ とすると、［数１］に基づいて 前記１周期内における平均電流値を算出する。 TIFF 0007490545000001.tif 29 150 Ｉ ＡＶ ：平均電流値 Ｔ：キャリア周期 Ｉ １ ：第１タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ２ ：第２タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ３ ：第３タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ４ ：第４タイミングで取得した電流の瞬時値 （２）上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係るモータ制御回路は、 交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路と、 前記直流電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路と、 前記コンバータ回路と前記インバータ回路の間に設けられた電流センサから、前記インバータ回路から前記コンバータ回路へ流れる電流の値を取得可能であるとともに、前記インバータ回路に前記モータの各相に対応する三相のＰＷＭ信号を出力し、二相変調方式で前記インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、 キャリア周期の１周期内における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、 前記制御回路は、 前記第１信号がオフからオンになった直後の第１タイミング、前記第２信号がオフからオンになった直後の第２タイミング、前記第２信号がオンからオフになる直前の第３タイミング、及び、前記第１信号がオンからオフになる直前の第４タイミングで前記電流の瞬時値を取得し、 前記第１信号がオフからオンになってから前記第２信号がオフからオンになるまでの期間を第１期間ｔ １ とし、前記第２信号がオンの状態を保つ期間を第２期間ｔ ２ とし、前記第２信号がオンからオフになってから前記第１信号がオンからオフになるまでの期間を第３期間ｔ ３ とすると、［数２］に基づいて前記１周期内における平均電流値を算出する。 TIFF 0007490545000002.tif 33 150 Ｉ ＡＶ ：平均電流値 Ｔ：キャリア周期 Ｉ １ ：第１タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ２ ：第２タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ３ ：第３タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ４ ：第４タイミングで取得した電流の瞬時値
[0009]（３） 上記目的を達成するため、本発明の第 ３ の観点に係る電流値算出方法は、 交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路、及び、前記直流電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路を備える回路において、前記インバータ回路から前記コンバータ回路へ流れる電流の値を算出する電流値算出方法であって、 前記インバータ回路に前記モータの各相に対応する三相のＰＷＭ信号を出力 し、三相変調方式で前記インバータ回路を制御 するステップと、 キャリア周期の１周期内における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、前記第１信号がオフからオンになった直後の第１タイミング、前記第２信号がオフからオンになった直後の第２タイミング、前記第２信号がオンからオフになる直前の第３タイミング、及び、前記第１信号がオンからオフになる直前の第４タイミング で 前記電流の瞬時値を取得するステップと、 前記第１信号がオフからオンになってから前記第２信号がオフからオンになるまでの期間を第１期間ｔ １ とし、前記第２信号がオフからオンになってから前記第３信号がオフからオンになるまでの期間を第２期間ｔ ２ とし、前記第３信号がオンからオフになってから前記第２信号がオンからオフになるまでの期間を第３期間ｔ ３ とし、前記第２信号がオンからオフになってから前記第１信号がオンからオフになるまでの期間を第４期間ｔ ４ とすると、［数３］に基づいて 前記１周期内における平均電流値を算出するステップと、を備える。 TIFF 0007490545000003.tif 29 150 Ｉ ＡＶ ：平均電流値 Ｔ：キャリア周期 Ｉ １ ：第１タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ２ ：第２タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ３ ：第３タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ４ ：第４タイミングで取得した電流の瞬時値 （４）上記目的を達成するため、本発明の第４の観点に係る電流値算出方法は、 交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路、及び、前記直流電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路を備える回路において、前記インバータ回路から前記コンバータ回路へ流れる電流の値を算出する電流値算出方法であって、 前記インバータ回路に前記モータの各相に対応する三相のＰＷＭ信号を出力し、二相変調方式で前記インバータ回路を制御するステップと、 キャリア周期の１周期内における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、前記第１信号がオフからオンになった直後の第１タイミング、前記第２信号がオフからオンになった直後の第２タイミング、前記第２信号がオンからオフになる直前の第３タイミング、及び、前記第１信号がオンからオフになる直前の第４タイミングで前記電流の瞬時値を取得するステップと、 前記第１信号がオフからオンになってから前記第２信号がオフからオンになるまでの期間を第１期間ｔ １ とし、前記第２信号がオンの状態を保つ期間を第２期間ｔ ２ とし、前記第２信号がオンからオフになってから前記第１信号がオンからオフになるまでの期間を第３期間ｔ ３ とすると、［数４］に基づいて前記１周期内における平均電流値を算出するステップと、を備える。 TIFF 0007490545000004.tif 33 150 Ｉ ＡＶ ：平均電流値 Ｔ：キャリア周期 Ｉ １ ：第１タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ２ ：第２タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ３ ：第３タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ４ ：第４タイミングで取得した電流の瞬時値
[0010]（５） 上記目的を達成するため、本発明の第 ５ の観点に係るプログラムは、 交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路、及び、前記直流電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路を備える回路において、前記インバータ回路から前記コンバータ回路へ流れる電流の値を算出するプログラムであって、 コンピュータを、 前記インバータ回路に前記モータの各相に対応する三相のＰＷＭ信号を出力 し、三相変調方式で前記インバータ回路を制御 する手段、 キャリア周期の１周期内における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、前記第１信号がオフからオンになった直後の第１タイミング、前記第２信号がオフからオンになった直後の第２タイミング、前記第２信号がオンからオフになる直前の第３タイミング、及び、前記第１信号がオンからオフになる直前の第４タイミング で 前記電流の瞬時値を取得する手段、 前記第１信号がオフからオンになってから前記第２信号がオフからオンになるまでの期間を第１期間ｔ １ とし、前記第２信号がオフからオンになってから前記第３信号がオフからオンになるまでの期間を第２期間ｔ ２ とし、前記第３信号がオンからオフになってから前記第２信号がオンからオフになるまでの期間を第３期間ｔ ３ とし、前記第２信号がオンからオフになってから前記第１信号がオンからオフになるまでの期間を第４期間ｔ ４ とすると、［数５］に基づいて 前記１周期内における平均電流値を算出する手段、 として機能させる。 TIFF 0007490545000005.tif 29 150 Ｉ ＡＶ ：平均電流値 Ｔ：キャリア周期 Ｉ １ ：第１タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ２ ：第２タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ３ ：第３タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ４ ：第４タイミングで取得した電流の瞬時値 （６）上記目的を達成するため、本発明の第６の観点に係るプログラムは、 交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ回路、及び、前記直流電圧を用いてモータを駆動するインバータ回路を備える回路において、前記インバータ回路から前記コンバータ回路へ流れる電流の値を算出するプログラムであって、 コンピュータを、 前記インバータ回路に前記モータの各相に対応する三相のＰＷＭ信号を出力し、二相変調方式で前記インバータ回路を制御する手段、 キャリア周期の１周期内における前記三相のＰＷＭ信号のうち、オンの期間が最も長いものを第１信号とし、オンの期間が前記第１信号の次に長いものを第２信号とし、オフの期間が最も長いものを第３信号とすると、前記第１信号がオフからオンになった直後の第１タイミング、前記第２信号がオフからオンになった直後の第２タイミング、前記第２信号がオンからオフになる直前の第３タイミング、及び、前記第１信号がオンからオフになる直前の第４タイミングで前記電流の瞬時値を取得する手段、 前記第１信号がオフからオンになってから前記第２信号がオフからオンになるまでの期間を第１期間ｔ １ とし、前記第２信号がオンの状態を保つ期間を第２期間ｔ ２ とし、前記第２信号がオンからオフになってから前記第１信号がオンからオフになるまでの期間を第３期間ｔ ３ とすると、［数６］に基づいて前記１周期内における平均電流値を算出する手段、 として機能させる。 TIFF 0007490545000006.tif 33 150 Ｉ ＡＶ ：平均電流値 Ｔ：キャリア周期 Ｉ １ ：第１タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ２ ：第２タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ３ ：第３タイミングで取得した電流の瞬時値 Ｉ ４ ：第４タイミングで取得した電流の瞬時値
[0011]本発明によれば、インバータ回路からコンバータ回路に流れる電流を良好な精度で推定できる。
[0012]本発明の一実施形態に係るモータ制御回路を主に示す構成図。 同上実施形態に係る制御回路の主要機能を示すブロック図。 （ａ）は三相変調方式でＰＷＭ制御を行う場合のキャリア周期の１周期内における第１～第３信号を示す図であり、（ｂ）は当該１周期内における直流電流の挙動を示す図。 （ａ）は二相変調方式でＰＷＭ制御を行う場合のキャリア周期の１周期内における第１～第３信号を示す図であり、（ｂ）は当該１周期内における直流電流の挙動を示す図。 同上実施形態に係る補正情報を説明するための図。
[0013]以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
[0014]本実施形態に係るモータ制御回路１００は、図１に示すように、コンバータ回路１０と、電圧センサ２０と、電流センサ３０と、コンプレッサ用のモータＭ１を駆動するインバータ回路４０と、ファンモータＭ２を駆動するファンモータ駆動回路５０と、制御回路６０と、を備える。
[0015]コンバータ回路１０は、商用電源等の交流電源１１による交流電圧Ｖａを直流電圧Ｖｄに変換して出力する。コンバータ回路１０は、全波整流回路（フルブリッジ）１２と、平滑化回路１３とを有する。全波整流回路１２は、印加される交流電圧Ｖａを全波整流して、直流電圧を出力する。平滑化回路１３は、直列接続の関係にある電解コンデンサ１３ａ及び電解コンデンサ１３ｂを有し、全波整流回路１２からの脈動する出力を平滑化する。なお、交流電源１１には電流容量が定められており、その容量以上で使用するとブレーカ等の保護装置が働き、通電を遮断する。
[0016]電圧センサ２０は、コンバータ回路１０が出力する直流電圧Ｖｄの値を測定する周知の構成である。電圧センサ２０は、直流電圧Ｖｄの値を示す検出信号を制御回路６０に供給する。
[0017]電流センサ３０は、コンバータ回路１０とインバータ回路４０の間に設けられ、インバータ回路４０からコンバータ回路１０へ流れる電流Ｉｄ（直流電流）の値を検出する。電流センサ３０は、例えば、シャント抵抗とシャント抵抗の両端間の電圧降下を測定する電圧計などから構成され、電流Ｉｄの値を示す検出信号を制御回路６０に供給する。なお、電流センサ３０は、過電流検出のために設けられた周知の構成である。
[0018]インバータ回路４０は、３対のスイッチング素子を備えた周知の構成であって、制御回路６０からのＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに従って、直流入力電圧をＵ，Ｖ，Ｗの３相の出力電圧に変換して、駆動対象であるコンプレッサ用のモータＭ１の３つのモータ端子に印加する。インバータ回路４０は、例えば、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）から構成される。
[0019]モータＭ１は、空気調和機のコンプレッサ装置２００に設けられる３相ブラシレスモータである。コンプレッサ装置２００は、モータＭ１と、モータＭ１の回転によって駆動される図示せぬコンプレッサとを備える。
[0020]ファンモータ駆動回路５０は、コンバータ回路１０が出力する直流電圧Ｖｄを用いて空気調和機のファンを回転させるファンモータＭ２を駆動する。ファンモータ駆動回路５０は、３対のスイッチング素子を備えた周知の構成である。例えば、ファンモータＭ２は、３相ブラシレスモータである。
[0021]制御回路６０は、空気調和機の一部又は全体の動作を制御するマイクロコンピュータから構成され、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等を備える。ＲＯＭは、ＣＰＵの処理手順を定めるとともに、コンピュータを後述の各部として機能させるプログラムＰＧ、後述の補正情報Ｄ１、ファンモータ情報Ｄ２などの固定データを予め記憶する。ＲＡＭは、各種の演算結果などを一時的に記憶する。
[0022]例えば、制御回路６０は、外部より回転数指令を受信し、回転数指令により指示された目標回転数でモータＭ１を回転させるように、インバータ回路４０を介してモータＭ１を駆動制御する。制御回路６０は、周知のベクトル制御を行って、モータＭ１の各端子に印加すべき電圧（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相への電圧指令値）を求め、求めた印加電圧が得られるようにインバータ回路４０のスイッチング素子を切り替えるためのＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。そして、制御回路６０は、生成したＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをインバータ回路４０に出力する。また、制御回路６０は、同様にベクトル制御を行ってファンモータ駆動回路５０を介してファンモータＭ２を駆動制御する。また、制御回路６０は、電流センサ３０から取得した電流Ｉｄの値が、予め定めた閾値以上になった場合、インバータ回路４０を停止可能である。
[0023]この実施形態の制御回路６０は、図２に示すように、主な機能として、ＰＷＭ信号出力部６１と、瞬時値取得部６２と、直流電流算出部６３と、消費電力算出部６４と、交流電圧算出部６５と、電圧補正値決定部６６と、交流電流推定部６７と、を備える。
[0024]ＰＷＭ信号出力部６１は、ＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成してインバータ回路４０に出力する。具体的に、ＰＷＭ信号出力部６１は、前述のように求めた電圧指令値（モータＭ１の回転数に同期した周波数の正弦波）とキャリア（例えば三角波形の変調波）とを比較することにより、経時的にオン又はオフに変化するＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成する。生成されるＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、モータＭ１のＵ－Ｖ相間電圧、Ｖ－Ｗ相間電圧、Ｗ－Ｕ相間電圧の各相間電圧の平均電圧が正弦波状に変調された出力電圧となるように、キャリアの周期（以下、キャリア周期Ｔ）内でのそれぞれのデューティが異なる。ＰＷＭ信号出力部６１は、このように生成したＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをインバータ回路４０へ出力する。インバータ回路４０は、ＰＷＭ信号Ｓｕがオンの期間に応じた電圧をモータＭ１のＵ相に出力し、ＰＷＭ信号Ｓｖがオンの期間に応じた電圧をモータＭ１のＶ相に出力し、ＰＷＭ信号Ｓｗがオンの期間に応じた電圧をモータＭ１のＷ相に出力する。これにより、各相間電圧の平均電圧が正弦波状に変調された出力電圧となる。
[0025]また、ＰＷＭ信号出力部６１は、三相変調方式又は二相変調方式でインバータ回路４０を制御可能である。以下では、図３（ａ）、図４（ａ）に示すように、キャリア周期Ｔの１周期内におけるＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのうち、オンの期間が最も長いものを第１信号Ｓ１とし、オンの期間が第１信号Ｓ１の次に長いものを第２信号Ｓ２とし、オフの期間が最も長いものを第３信号Ｓ３とする。 図３（ａ）は、三相変調方式の場合のキャリア周期Ｔの１周期内の第１～第３信号Ｓ１～Ｓ３を示す。図３（ｂ）は、図３（ａ）に示す１周期内における電流Ｉｄの値の実際の挙動を示す。 図４（ａ）は、二相変調方式の場合のキャリア周期Ｔの１周期内の第１～第３信号Ｓ１～Ｓ３を示す。図４（ｂ）は、図４（ａ）に示す１周期内における電流Ｉｄの値の実際の挙動を示す。
[0026]瞬時値取得部６２は、電流センサ３０から以下に述べる複数のタイミングで電流Ｉｄの瞬時値を取得する。瞬時値の取得タイミングは、三相変調方式と二相変調方式の場合で同様である。具体的には図３（ｂ）、図４（ｂ）に示すように、瞬時値取得部６２は、第１信号Ｓ１がオフからオンになった直後の第１タイミングＡ１、第２信号Ｓ２がオフからオンになった直後の第２タイミングＡ２、第２信号Ｓ２がオンからオフになる直前の第３タイミングＡ３、及び、第１信号Ｓ１がオンからオフになる直前の第４タイミングＡ４で電流Ｉｄの瞬時値を取得する。以下、電流Ｉｄの瞬時値として、第１タイミングＡ１での瞬時値をＩ １ 、第２タイミングＡ２での瞬時値をＩ ２ 、第３タイミングＡ３での瞬時値をＩ ３ 、第４タイミングＡ４での瞬時値をＩ ４ とする。
[0027]なお、第１～第４タイミングＡ１～Ａ４は、ＰＷＭ信号がオフ及びオンの一方から他方に切り替わってから電流Ｉｄの値が安定するまでの期間を考慮して予め定められている。例えば、第１タイミングＡ１は、第１信号Ｓ１がオフからオンになってから第１設定期間の経過後の時点である。第２タイミングＡ２は、第２信号Ｓ２がオフからオンになってから第２設定期間の経過後の時点である。第３タイミングＡ３は、第２信号Ｓ２がオンからオフになる時点よりも第３設定期間だけ前の時点である。第４タイミングＡ４は、第１信号Ｓ１がオンからオフになる時点よりも第４設定期間だけ前の時点である。第１～第４設定期間の各設定期間は、μｓオーダーの期間である。各設定期間の長さは任意であるが、後に説明する平均電流値Ｉ ＡＶ の算出方法と、キャリア周期Ｔ内における電流Ｉｄの値の遷移を考慮すると、少なくとも、第１設定期間と第４設定期間が等しく、第２設定期間と第３設定期間が等しいことが好ましい。この実施形態では、一例として、第１～第４設定期間の全てが５μｓの長さに設定されている。
[0028]直流電流算出部６３は、上記各タイミングで取得した電流Ｉｄの瞬時値Ｉ １ ～Ｉ ４ と、キャリア周期Ｔの１周期内における三相のＰＷＭ信号（つまり、第１～第３信号Ｓ１～Ｓ３）のそれぞれのオン又はオフを示す状態を考慮して求めた電流供給期間とに基づき、当該１周期内における平均電流値Ｉ ＡＶ を算出する。三相変調方式と二相変調方式で算出手法が異なるため、以下、場合分けして説明する。
[0029]三相変調方式の場合、直流電流算出部６３は、次に示す［数 ７ ］の式に基づいてキャリア周期Ｔの１周期内における平均電流値Ｉ ＡＶ を算出する。ここでの第１～第４期間ｔ １ ～ｔ ４ は、図３（ａ）及び図３（ｂ）を参照して分かるように、以下のように定められる。 第１期間ｔ １ ：第１信号Ｓ１がオフからオンになってから第２信号Ｓ２がオフからオンになるまでの期間 第２期間ｔ ２ ：第２信号Ｓ２がオフからオンになってから第３信号Ｓ３がオフからオンになるまでの期間 第３期間ｔ ３ ：第３信号Ｓ３がオンからオフになってから第２信号Ｓ２がオンからオフになるまでの期間 第４期間ｔ ４ ：第２信号Ｓ２がオンからオフになってから第１信号Ｓ１がオンからオフになるまでの期間
[0030]TIFF 0007490545000007.tif 29 150
[0031]二相変調方式の場合、直流電流算出部６３は、次に示す［数 ８ ］の式に基づいてキャリア周期Ｔの１周期内における平均電流値Ｉ ＡＶ を算出する。ここでの第１～第３期間ｔ １ ～ｔ ３ は、図４（ａ）及び図４（ｂ）を参照して分かるように、以下のように定められる。 第１期間ｔ １ ：第１信号Ｓ１がオフからオンになってから第２信号Ｓ２がオフからオンになるまでの期間 第２期間ｔ ２ ：第２信号Ｓ２がオンの状態を保つ期間 第３期間ｔ ３ ：第２信号Ｓ２がオンからオフになってから第１信号Ｓ１がオンからオフになるまでの期間
[0032]TIFF 0007490545000008.tif 33 150
[0033]ここで、比較例として、第１タイミングＡ１での瞬時値Ｉ １ と第２タイミングＡ２での瞬時値Ｉ ２ とを用いてキャリア周期Ｔ内の平均電流値を求める手法も考えられる。三相変調方式でこの手法を用いた場合には、Ｉ １ （ｔ １ ＋ｔ ４ ）＋Ｉ ２ （ｔ ２ ＋ｔ ３ ）をキャリア周期Ｔで割った値を、電流Ｉｄの平均電流値として算出できる。なお、ここでのｔ １ ～ｔ ４ は、図３（ｂ）と同様である。また、二相変調方式でこの手法を用いた場合、Ｉ １ （ｔ １ ＋ｔ ３ ）＋Ｉ ２ ×ｔ ２ をキャリア周期Ｔで割った値を、電流Ｉｄの平均電流値として算出できる。なお、ここでのｔ １ ～ｔ ３ は、図４（ｂ）と同様である。 しかしながら、実際の電流Ｉｄの波形は、図３（ｂ）又は図４（ｂ）に示すように、キャリア周期Ｔ内で左右対称にならず、時間の経過により右肩上がりに増加するため、比較例の手法では、算出した平均値と実際の電流Ｉｄの平均値との間に、看過できない誤差が生じる虞がある。 一方、この実施形態の直流電流算出部６３は、キャリア周期Ｔ内における実際の電流Ｉｄの挙動を考慮した［数 ７ ］又は［数 ８ ］を用いて平均電流値Ｉ ＡＶ を算出する。これにより、電流Ｉｄを良好な精度で推定できる。
[0034]消費電力算出部６４は、直流電圧Ｖｄを用いて駆動される対象の合計消費電力ΣＰを算出する。まず、消費電力算出部６４は、直流電流算出部６３が算出した平均電流値Ｉ ＡＶ と電圧センサ２０から取得した直流電圧Ｖｄの値とを乗算して、コンプレッサの消費電力Ｐ ＣＯＭＰ を求める（Ｐ ＣＯＭＰ ＝Ｉ ＡＶ ×Ｖｄ）。また、消費電力算出部６４は、ファンモータＭ２の回転数を測定し、予めＲＯＭに記憶されたファンモータＭ２の回転数と消費電力Ｐ ＦＭ との関係を示すファンモータ情報Ｄ２を参照して、ファンモータＭ２の消費電力Ｐ ＦＭ を求める。なお、消費電力算出部６４は、周知の手法によりファンモータＭ２の回転数を測定する。例えば、消費電力算出部６４は、ファンモータＭ２の各相に流れる電流を検出する、図示せぬ電流センサから取得した値に基づいてファンモータＭ２の回転数を測定可能である。そして、消費電力算出部６４は、コンプレッサの消費電力Ｐ ＣＯＭＰ とファンモータＭ２の消費電力Ｐ ＦＭ の和を、合計消費電力ΣＰとして算出する。なお、消費電力算出部６４は、周知の手法でモータ制御回路１００が実装される基板の消費電力Ｐ ｅｔｃ を求め、この消費電力Ｐ ｅｔｃ をコンプレッサの消費電力Ｐ ＣＯＭＰ とファンモータＭ２の消費電力Ｐ ＦＭ の和にさらに加算した値を合計消費電力ΣＰとしてもよい。
[0035]交流電圧算出部６５は、電圧センサ２０から取得した直流電圧Ｖｄの値に基づき交流電源１１の電圧である交流電圧Ｖａの値（実効値）を算出する。
[0036]ここで、直流電圧Ｖｄの値から交流電圧Ｖａの実効値を算出する方法として、Ｖａ＝Ｖｄ／Ｃ（但し、Ｃは定数）の関係式を用いる手法がある。なお、この実施形態のモータ制御回路１００では、コンバータ回路１０が２つの電解コンデンサ１３ａ，１３ｂを用いた倍電圧整流回路として構成されているため、定数Ｃ＝２√２である。しかしながら、モータＭ１及びファンモータＭ２の動作中の直流電圧Ｖｄは、交流電圧Ｖａの実効値のＣ倍よりも小さくなるため、上記関係式をそのまま用いて交流電圧Ｖａの実効値を算出すると、算出した実効値と実際の交流電圧Ｖａとの間で誤差が生じてしまう。
[0037]この問題に対処するため、交流電圧算出部６５は、次に示す［数 ９ ］の式に基づいて交流電圧Ｖａの実効値を算出する。但し、αは、後述の電圧補正値決定部６６によって決定される電圧補正値である。定数Ｃはこの実施形態では上記の通り２√２である。なお、平滑化回路１３が１つの電解コンデンサで構成される場合は、Ｃ＝√２である。
[0038]TIFF 0007490545000009.tif 69 150
[0039]電圧補正値決定部６６は、消費電力算出部６４が算出した合計消費電力ΣＰと、予めＲＯＭに記憶された補正情報Ｄ１とに基づいて電圧補正値αを決定する。補正情報Ｄ１は、図５に示すように、予め実験で測定した合計消費電力ΣＰ［Ｗ］と電圧補正値α［Ｖ］との関係を示す情報である。例えば、実験で、任意の合計消費電力ΣＰ［Ｗ］の場合に必要な電圧補正値αの値をプロットしたグラフを作成し、作成したグラフの近似曲線を示す式のデータを補正情報Ｄ１とすることができる。なお、補正情報Ｄ１は、合計消費電力ΣＰ［Ｗ］と電圧補正値αとの対応関係を定めたテーブルデータであってもよい。 交流電圧算出部６５は、このように決定された電圧補正値αと、電圧センサ２０から取得した直流電圧Ｖｄの値を前述の［数 ９ ］の式に代入し、交流電圧Ｖａの実効値を算出する。
[0040]交流電流推定部６７は、消費電力算出部６４が算出した合計消費電力ΣＰと、交流電圧算出部６５が算出した交流電圧Ｖａの実効値を、次に示す［数 １０ ］の式に代入し、交流電流Ｉａの値を算出（推定）する。但し、ｃｏｓθは、コンバータ回路１０の構成に応じて予め定められる力率である。
[0041]TIFF 0007490545000010.tif 62 150
[0042]なお、前述の消費電力Ｐ ｅｔｃ に代えて、［数 １０ ］の式に、係数である回路効率ηを考慮してもよい。例えば、［数 １０ ］の式内に、力率ｃｏｓθに乗算する回路効率ηを設けてもよい。
[0043]制御回路６０は、以上のように機能する各部によって、交流電流Ｉａの値を算出（推定）する。そして、制御回路６０は、空気調和機を過負荷の条件で運転する場合、または空気調和機の最大能力にて運転する場合、前述した交流電源１１の電流容量を越えて運転しないようにするため、以上のように推定した交流電流Ｉａの値が予め定めた上限値を越えると予測した場合は、交流電流Ｉａの大半を占めるコンプレッサ用のモータＭ１への入力電力を抑えるようにインバータ回路４０に指令を行う。また、制御回路６０は、推定した交流電流Ｉａの値が予め定めた下限値を下まわると予測した場合は、モータＭ１への入力電力を上げるようにインバータ回路４０に指令を行う。以上の制御によって、制御回路６０は、空気調和機の最大能力を交流電源１１の電流容量範囲内で持続して出力可能である。
[0044]以上に説明したモータ制御回路１００によれば、電流Ｉｄの値を良好な精度で推定でき、交流電圧Ｖａの実効値を良好な精度で推定できる。したがって、電流Ｉｄの値（平均電流値Ｉ ＡＶ ）と交流電圧Ｖａの実効値とを用いて推定される交流電流Ｉａの精度も良好である。また、モータ制御回路１００によれば、キャリア周期Ｔ毎の電流Ｉｄの値（平均電流値Ｉ ＡＶ ）を用いて推定される交流電流Ｉａもキャリア周期Ｔ毎に監視できる。したがって、モータ制御回路１００は、先に述べた、コンプレッサ用のモータＭ１への入力電力の制御を良好に実行することもできる。また、モータ制御回路１００は、過電流検出用に従前から設けられている電流センサ３０からの瞬時値を用いて、交流電流Ｉａの値を推定できるため、交流電流Ｉａの値を測定するカレントトランス（ＣＴ）を省略できる。
[0045]以上、本発明の実施の形態を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。以上では、プログラムＰＧが制御回路６０のＲＯＭに予め記憶されているものとしたが、着脱自在の記録媒体により配布・提供されてもよい。また、プログラムＰＧは、制御回路６０と接続された他の機器からダウンロードされるものであってもよい。また、制御回路６０は、他の機器と電気通信ネットワークなどを介して各種データの交換を行うことによりプログラムＰＧに従う各処理を実行してもよい。
[0046]以上では、キャリア周期Ｔの１周期内において第１～第４タイミングＡ１～Ａ４で取得した瞬時値Ｉ １ ～Ｉ ４ を用いて平均電流値Ｉ ＡＶ を算出した例を説明したが、これに限られない。制御回路６０（直流電流算出部６３）は、第１～第４タイミングＡ１～Ａ４のうち、３以上のタイミングで取得した電流Ｉｄの瞬時値を用いて、平均電流値Ｉ ＡＶ を算出してもよい。例えば、直流電流算出部６３は、三相変調方式の場合、（Ｉ １ ＋Ｉ ４ ）／２×（ｔ １ ＋ｔ ４ ）＋Ｉ ２ ×（ｔ ２ ＋ｔ ３ ）をキャリア周期Ｔで割った値を、電流Ｉｄの平均電流値Ｉ ＡＶ として算出してもよい。なお、ここでのｔ １ ～ｔ ４ は、図３（ｂ）と同様である。また、直流電流算出部６３は、二相変調方式の場合、（Ｉ １ ＋Ｉ ４ ）／２×（ｔ １ ＋ｔ ３ ）＋Ｉ ２ ×ｔ ２ をキャリア周期Ｔで割った値を、電流Ｉｄの平均電流値Ｉ ＡＶ として算出してもよい。なお、ここでのｔ １ ～ｔ ３ は、図４（ｂ）と同様である。さらに、このように瞬時値Ｉ １ 、Ｉ ２ 、Ｉ ４ を用いる手法に限られず、直流電流算出部６３は、各タイミングでの電流の瞬時値Ｉ １ ～Ｉ ４ のうち任意の３つと、キャリア周期Ｔの１周期内における三相のＰＷＭ信号のそれぞれのオン又はオフを示す状態を考慮して求めた電流供給期間とに基づき、前記１周期内における平均電流値Ｉ ＡＶ を算出することも可能である。このようにしても、従来の手法よりも電流Ｉｄを良好な精度で推定できる。
[0047]本発明の実施の形態を説明したが、この実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
[0048]１００…モータ制御回路 １０…コンバータ回路 ２０…電圧センサ ３０…電流センサ ４０…インバータ回路、Ｍ１…モータ ５０…ファンモータ駆動回路、Ｍ２…ファンモータ ６０…制御回路 ６１…ＰＷＭ信号出力部、６２…瞬時値取得部、６３…直流電流算出部 ６４…消費電力算出部、６５…交流電圧算出部、６６…電圧補正値決定部 ６７…交流電流推定部 Ｔ…キャリア周期、Ｓ１…第１信号、Ｓ２…第２信号、Ｓ３…第３信号 ＰＧ…プログラム、Ｄ１…補正情報、Ｄ２…ファンモータ情報
