[0001]技术领域
[0002]本发明涉及信号处理技术领域，尤其是涉及一种数字预畸变处理方法、WIFI宽带系统和非临时性计算机存储介质。
[0003]背景技术
[0004]DPD(Digital Pre-Distortion，数字预畸变)是一种基带信号处理方法，为了纠正RF PA(Radio FrequencyPower Amplifiers，射频功率放大器)的非线性影响。非线性会造成带外泄漏、频谱增长，以及带内畸变，带内信号的畸变会引起误比特率的增加。对于宽带OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用技术)信号来说，其高的峰均比，更容易受到非线性的影响。为了纠正RF功率放大器的非线性影响，通常在数字端进行预畸变处理。对于DPD的实现方法来说，主要有两种：基于查找表实现方法和基于多项式的训练方法。对于基于查找表实现方法，主要用于无记忆的功率放大器模型，针对有记忆的功率放大器模型，补偿后没有效果。对于基于多项式的训练方法，对于无记忆和有记忆的功率放大器模型，都能适用，但在其实现中，受系统模型的影响，存在一定的不稳定性且过程繁琐。
[0005]发明内容
[0006]本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一。为此，本发明的一个目的在于提出一种数字预畸变处理方法，该方法可以得到更稳定的处理信号且运算方式比较简便。
[0007]本发明第二个目的在于提出一种WIFI宽带系统。
[0008]本发明第三个目的在于提出一种非临时性计算机存储介质。
[0009]为了达到上述目的，本发明第一方面实施例的数字预畸变处理方法，用于WIFI宽带系统，该数字预畸变处理方法包括：获取WIFI宽带系统中功率放大器的输出信号和发送端信号，基于发送端信号对功率放大器的输出信号进行能量归一化，获得能量归一化后的信号；根据多项式补偿系数对能量归一化后的信号进行数字预畸变补偿，获得数字预畸变补偿后的信号，其中，所述数字预畸变补偿中包括非线性处理；将数字预畸变补偿后的信号与发送端信号进行减法运算，获得误差信号；获取数字预畸变补偿中的非线性处理信号，根据所述误差信号和所述非线性处理信号获得所述多项式补偿系数；将所述多项式补偿系数反馈给所述数字预畸变补偿。
[0010]根据本发明实施例的数字预畸变处理方法，对信号进行数字预畸变处理，使得对进行数字预畸变处理后的信号，在经过功率放大器后，能消除信号的非线性特性。通过基于发送端信号对功率放大器的输出信号进行能量归一化，可以保持功率放大器的输出信号和发送端需要补偿的信号能量大小一致，并且在对信号进行数字预畸变处理的过程中更稳定。
[0011]在一些实施例中，基于发送端信号对功率放大器的输出信号进行能量归一化，获得能量归一化后的信号，包括：求取所述功率放大器的输出信号的绝对值，将所述功率放大器的输出信号的绝对值与第一时延信号进行相加运算，获得第一运算值，其中，将所述第一运算值进行时延处理以获得所述第一时延信号；求取所述发送端信号的绝对值，将所述发送端信号的绝对值与第二时延信号进行相加运算，获得第二运算值，其中，将所述第二运算值进行时延处理以获得所述第二时延信号；将所述第一运算值和所述第二运算值进行除法运算，获得第三运算值；将所述第三运算值与所述功率放大器的输出信号进行乘法运算以获得能量归一化后的信号。
[0012]在一些实施例中，根据多项式补偿系数对能量归一化后的信号进行数字预畸变补偿，获得数字预畸变补偿后的信号，包括：对能量归一化后的信号进行时延处理，以获得第三时延信号；对所述第三时延信号进行非线性处理，以获得非线性处理信号；获取所述多项式补偿系数，将所述非线性处理信号与所述多项式补偿系数进行乘法运算，获得乘法运算后的信号；将乘法运算后的信号进行累加运算，获得数字预畸变补偿后的信号。
[0013]在一些实施例中，对能量归一化后的信号进行时延处理，以获得第三时延信号，包括：对能量归一化后的信号依次进行多级时延处理，获得多级第三时延信号。
[0014]在一些实施例中，对能量归一化后的信号依次进行多级时延处理，获得多级第三时延信号，包括：将能量归一化后的信号作为第0级第三时延信号；对所述第0级第三时延信号进行第一级时延处理，获得第一级第三时延信号；对所述第一级第三时延信号进行第二级时延处理，获得第二级第三时延信号；对所述第二级第三时延信号进行第三级时延处理，获得第三级第三时延信号；对所述第三级第三时延信号进行第四级时延处理，获得第四级第三时延信号。
[0015]在一些实施例中，对所述第三时延信号进行非线性处理，以获得非线性处理信号，包括：对所述第0级第三时延信号进行非线性处理，并获得三路第一非线性处理信号；对所述第一级第三时延信号进行非线性处理，并获得三路第二非线性处理信号；对所述第二级第三时延信号进行非线性处理，并获得三路第三非线性处理信号；对所述第三级第三时延信号进行非线性处理，并获得三路第四非线性处理信号；对所述第四级第三时延信号进行非线性处理，并获得三路第五非线性处理信号。
[0016]在一些实施例中，获取所述多项式补偿系数，将所述非线性处理信号与所述多项式补偿系数进行乘法运算，获得乘法运算后的信号，包括：所述多项式补偿系数包括十五路补偿系数；基于所述十五路补偿系数对三路所述第一非线性处理信号、三路所述第二非线性处理信号、三路所述第三非线性处理信号、三路所述第四非线性处理信号和三路所述第五非线性处理信号分别进行乘法运算，以获得乘法运算后的信号。
[0017]在一些实施例中，将所述乘法运算后的信号进行累加运算，获得数字预畸变补偿后的信号，包括：将三路所述第一非线性处理信号乘法运算后的信号进行累加运算，获得第一累加值；将三路所述第二非线性处理信号乘法运算后的信号进行累加运算，获得第二累加值；将三路所述第三非线性处理信号乘法运算后的信号进行累加运算，获得第三累加值；将三路所述第四非线性处理信号乘法运算后的信号进行累加运算，获得第四累加值；将三路所述第五非线性处理信号乘法运算后的信号进行累加运算，获得第五累加值；将所述第一累加值、所述第二累加值、所述第三累加值、所述第四累加值和所述第五累加值进行累加运算，获得总累加值，以作为所述数字预畸变补偿后的信号。
[0018]在一些实施例中，获取数字预畸变补偿中的非线性处理信号，根据所述误差信号和所述非线性处理信号获得所述多项式补偿系数，包括：获取数字预畸变补偿中的多路非线性处理信号；求取每路非线性处理信号的共轭信号；将每路非线性处理信号的共轭信号与所述误差信号、系数更新步长进行乘法运算，以获得多个乘积值；获得前一时刻的多项式补偿系数，并将多个乘积值和所述前一时刻的多项式补偿系数分别进行加法运算，以获得当前时刻的多项式补偿系数。
[0019]在一些实施例中，所述数字预畸变处理方法还包括：对所述系数更新步长进行归一化处理。
[0020]在一些实施例中，对所述系数更新步长进行归一化处理，包括：获取多路非线性处理信号；统计每路非线性处理信号的能量；计算多路非线性处理信号的能量和；对所述能量和进行LUT处理，获得所述能量和的倒数；将所述能量和的倒数与固定步长值进行乘法运算，获得归一化后的系数更新步长。
[0021]在一些实施例中，所述多项式补偿系数满足以下基于归一化的最小均方误差收敛公式：
[0022]其中，
[0023]其中，c m,k (n)表示第n时刻多项式补偿系数，c m,k (n-1)表示前一时刻的多项式补偿系数，μ表示固定步长，e(n)表示误差信号，z m,k (n)表示非线性处理后的信号，符号“*”代表共轭，m表示为记忆长度索引，k表示为非线性阶数索引，P(n)表示第n时刻下多项式结构的归一化能量。
[0024]在一些实施例中，M＝5,K＝3。
[0025]为了达到上述目的，本发明第二方面实施例的WIFI宽带系统，包括：功率放大器；和数字预畸变处理装置，所述数字预畸变处理装置与所述功率放大器连接，用于实现任一项所述的数字预畸变处理方法。其中，数字预畸变处理装置可以由硬件实现也可以由软件实现对信号的数字预畸变处理。
[0026]根据本发明实施例的WIFI宽带系统，功率放大器用于输出放大后的基带信号，但是对于宽带信号可能会受到非线性的影响，宽带系统的数字预畸变处理装置可以纠正功率放大器的非线性影响，能在数字端进行预畸变处理，在保证系统稳定性的同时实现简便。
[0027]为了达到上述目的，本发明第三方面实施例的非临时性计算机存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被执行时实现任一项所述的数字预畸变处理方法。
[0028]根据本发明实施例的非临时性计算机存储介质，其上存储的计算机程序运行，可以发送可被运行的指令，该指令可被执行时可以实现本发明实施例的数字预畸变处理方法，从而将原始信号在通过功率放大器前进行数字预畸变处理，以消除信号在经过功率放大器时引起的信号非线性特性影响。
[0029]本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
[0030]附图说明
[0031]本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
[0032]图1是根据本发明一个实施例的数字预畸变处理方法的流程图；
[0033]图2是根据本发明一个实施例的获得能量归一化后的信号的流程图；
[0034]图3是根据本发明一个实施例的基于归一化最小均方误差准则进行多项式补偿系数更新的流程图；
[0035]图4是根据本发明一个实施例的数字预畸变补偿的流程图；
[0036]图5是根据本发明一个实施例的预畸变校准装置校准过程的流程图；
[0037]图6是根据本发明一个实施例的宽带系统的结构框图；
[0038]图7是根据本发明一个实施例的数字预畸变系统的仿真模型结构的示意图；
[0039]图8是根据本发明一个实施例的描述了Saleh模型模拟无记忆功率放大器的结构示意图；
[0040]图9a是本发明一个实施例的误差信号幅度与取样时间的关系的波形图；
[0041]图9b是本发明一个实施例的误差信号经过滤波后的幅度与取样时间的关系的波形图；
[0042]图9c是本发明一个实施例的误差信号经过滤波后的幅度(dB)值与取样时间的关系的波形图；
[0043]图10a是本发明一个实施例的原始信号时域响应的波形图；
[0044]图10b是本发明一个实施例的原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的输出信号的时域响应的波形图；
[0045]图11a是本发明一个实施例的原始信号的频域响应的波形图；
[0046]图11b是本发明一个实施例的原始信号经功率放大器放大后的信号的频域响应的波形图以及原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的频域响应的波形图；
[0047]图12a是本发明一个实施例的原始信号的幅度与原始信号经功率放大器放大后的信号的幅度的波形图；
[0048]图12b是本发明一个实施例的原始信号的幅度与原始信号经过数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的幅度的波形图；
[0049]图13a是本发明一个实施例的原始信号的相位与原始信号经功率放大器放大后的信号的相位的波形图；
[0050]图13b是本发明一个实施例的原始信号的相位与原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的相位的波形图。
[0051]附图标记：
[0052]宽带系统1000、宽带系统的数字预畸变处理装置100、功率放大器200。
[0053]具体实施方式
[0054]下面详细描述本发明的实施例，参考附图描述的实施例是示例性的，下面详细描述本发明的实施例。
[0055]下面结合附图描述本发明实施例的数字预畸变处理装置和WIFI宽带系统。
[0056]图1是根据本发明一个实施例的数字预畸变处理方法的流程图。
[0057]如图1所示，本发明实施例的数字预畸变处理方法至少可以包括步骤S101-S105。
[0058]S101，获取WIFI宽带系统中功率放大器的输出信号和发送端信号，基于发送端信号对功率放大器的输出信号进行能量归一化，获得能量归一化后的信号。通过对功率放大器的输出信号进行补偿处理之前，先对该输出信号执行归一化处理，可以保持功率放大器的输出信号和发送端需要补偿的信号能量大小一致，得到更稳定的处理信号，以便在系统仿真的过程中更稳定。
[0059]S102，根据多项式补偿系数对能量归一化后的信号进行数字预畸变补偿，获得数字预畸变补偿后的信号，其中，数字预畸变补偿中包括非线性处理。对能量归一化后的信号进行数字预畸变补偿，以消除信号在经过功率放大器时引起的信号非线性特性影响。
[0060]S103，将数字预畸变补偿后的信号与发送端信号进行减法运算，获得误差信号。例如，获得的误差信号可以参与多项式补偿系数更新的计算。
[0061]S104，获取数字预畸变补偿中的非线性处理信号，根据误差信号和非线性处理信号获得多项式补偿系数。例如，可以将多路非线性处理信号和误差信号进行计算，可以获得多个多项式补偿系数的更新值。
[0062]S105，将多项式补偿系数反馈给数字预畸变补偿。例如，在数字预畸变估计完成后，可以将生成的多项式补偿系数反馈给数字预畸变补偿处理，并将估计处理和补偿处理分开，实现简便。
[0063]根据本发明实施例的数字预畸变处理方法，对信号进行数字预畸变处理，能消除功率放大器引起的信号非线性特性。通过基于发送端信号对功率放大器的输出信号进行能量归一化，可以保持功率放大器的输出信号和发送端需要补偿的信号能量大小一致，并且在对信号进行数字预畸变处理的过程中可以更稳定。
[0064]图2是根据本发明一个实施例的获得能量归一化后的信号的流程图。
[0065]在本发明的实施例中，如图2所示，可以将功率放大器在n时刻的输出信号记为y(n)，可以将系统发送端在n时刻的输出信号记为x(n)。可以对功率放大器的输出信号y(n)和系统发送端的输出信号x(n)进行归一化处理，获得能量归一化后的信号，可以保持和发送端需要补偿的信号x(n)的能量大小一致。并且将计算方式进行简化，可以得到更稳定的处理信号。
[0066]在实施例中，基于发送端信号可以对功率放大器的输出信号进行能量归一化，如式(1-1)所示，其中对信号能量进行归一化可以近似用对信号取绝对值做归一化处理，获得能量归一化后的信号的具体实现过程可以通过具体算法来实现，例如，本发明中可以选取N为4096点，将功率放大器的输出信号y(n)在abs子单元中进行取绝对值的计算，可以得到处理之后的信号记为|y(n)|，将处理后的信号|y(n)|与第一时延信号进行加法运算，可以获得第一运算值，其中，可以将获得的第一运算值进行时延处理以获得第一时延信号，将此过程进行迭代循环，累加计算后可以得到第一运算值 还可以将发送端信号x(n)在abs子单元中进行取绝对值的计算，得到处理之后的信号记为|x(n)|，将处理后的信号|x(n)|与第二时延信号进行加法运算，可以获得第二运算值，其中，可以将获得的第二运算值进行时延处理以获得第二时延信号，将此过程进行迭代循环，累加计算后可以得到第二运算值 还可以将第一运算值和第二运算值进行除法运算，以获得第三运算值。可以将第三运算值记为1/G，将第三运算值1/G与功率放大器的输出信号y(n)再进行乘法运算以获得能量归一化后的信号y1(n)，可以记y1(n)＝y(n)*1/G。
[0067]根据本发明实施例的基于发送端信号可以对功率放大器的输出信号进行能量归一化处理的方法，在对功率放大器的输出信号y(n)进行补偿处理之前，先对功率放大器的输出信号y(n)执行归一化处理，运算方式比较简便，还可以保持功率放大器的输出信号y(n)和发送端需要补偿的信号x(n)能量大小一致，使得信号在系统仿真的过程中可以更稳定。
[0068]图3是根据本发明一个实施例的基于归一化最小均方误差准则进行多项式补偿系数系数更新的流程图。
[0069]在实施例中，根据多项式补偿系数,通过数字预畸变补偿模块，对能量归一化后的信号进行数字预畸变补偿处理，可以获得数字预畸变补偿后的信号，具体实现过程可以通过式(1-2)的具体算法来实现，例如，在式(1-2)中，可以将功率放大器在n时刻的能量归一化后的输出信号记为y1(n)，对信号y1(n)在抽头延时线中进行分级时延处理，以获得第三时延信号记为y1(n-m)。非线性处理模块可以对第三时延信号进行非线性处理，并输出非线性处理后的信号y1(n-m)|y1(n-m)| k 。将非线性处理后的信号与多项式补偿系数进行乘法运算，例如，将当前n时刻时多项式补偿系数记为c m,k (n)，在进行乘法运算后，输出乘法运算后的信号c m,k (n)y1(n-m)|y1(n-m)| k ，再将乘法运算后的信号进行加法运算，以获得数字预畸变补偿后的信号 其中，|y1(n-m)| k 为y1(n-m)绝对值的k次方，k为非线性阶数索引，m为记忆深度索引，本发明结合现有的数字预畸变的补偿算法模型，可以选取记忆长度M为5，非线性阶数K为3，采样时钟在160Mhz频率上，实现简便。
[0070]在实施例中，如图3所示，对能量归一化后的信号在抽头延迟线中进行时延处理，以获得第三时延信号，其中，抽头延迟线可以对能量归一化后的信号依次进行多级时延处理，获得多级第三时延信号，例如，可以对能量归一化后的信号依次进行四级时延处理，则可以获得五级第三时延信号。
[0071]图4是根据本发明的一个实施例的数字预畸变补偿的流程图。
[0072]在本发明的实施例中，例如，多级时延处理可以包括四级时延处理，获得的多级第三时延信号可以为五级第三时延信号。如图4所示，功率放大器在时刻n输出信号y(n)，经过归一化处理后得到信号为y1(n)，记为第0级第三时延信号，将第0级第三时延信号y1(n)进行第一级延时处理以获得第一级第三时延信号，可以将第一级第三时延信号记为y1(n-1)。将第一级第三时延信号y1(n-1)进行第二级时延处理，以获得第二级第三时延信号记为y1(n-2)。将第二级第三时延信号y1(n-2)进行第三级时延处理，以获得第三级第三时延信号记为y1(n-3)。将第三级第三时延信号y1(n-3)进行第四级时延处理，以获得第四级第三时延信号记为y1(n-4)。其中，在图4中，对第一级时延、第二级时延和第三级时延的输出信号所进行的非线性处理模块，为作图简化，此处以略去。
[0073]在实施例中，可以将能量归一化后的信号依次进行四级时延处理，每级时延器都可以对输入信号进行时延处理，得到时延处理后的信号，每级对应的输出信号为y1(n)，y1(n-1)，y1(n-2)，y1(n-3)，y1(n-4)，并且将5路信号同时送入非线性处理模块中进行非线性运算。
[0074]在本发明的实施例中，可以对第三时延信号进行非线性处理，以获得非线性处理信号，如图4所示，可以将通过多级时延处理后的五路第三时延信号同时进行非线性处理。其中，具体的计算方式可以根据式(1-3)来实现，其中z m,k (n)表示非线性处理后的信号，例如可以取y1(n-m)为进行时延处理后的第三时延信号，|y1(n-m)| k 为y1(n-m)绝对值的k次方，k为非线性阶数索引，可以选取非线性阶数为3，实现简便。
[0075]z m,k (n)＝y1(n-m)|y1(n-m)| k (1-3)
[0076]在实施例中，如图4所示，例如，可以将第0级第三时延信号y1(n)记为z 0,0 (n)，z 0,0 (n)＝y1(n)。将信号y1(n)经过第二路非线性处理，处理方式将第0级第三时延信号y1(n)的绝对值与信号y1(n)相乘得到，记为z 0,1 (n)，z 0,1 (n)＝y1(n)|y1(n)|。将信号y1(n)经过第三路非线性处理，处理方式将第0级第三时延信号y1(n)的绝对值进行平方计算再与信号y1(n)相乘得到，记为z 0,2 (n)，z 0,2 (n)＝y1(n)|y1(n)| 2 。最后可以得到经非线性处理后输出的三路信号z 0,0 (n),z 0,1 (n)和z 0,2 (n)。
[0077]在实施例中，可以将第一级第三时延信号y1(n-1)记为z 1,0 (n)，z 1,0 (n)＝y1(n-1)。将信号y1(n-1)经过第二路非线性处理，将第一级第三时延信号y1(n-1)的绝对值与信号y1(n-1)相乘得到，记为z 1,1 (n)，z 1,1 (n)＝y1(n-1)|y1(n-1)|。将信号y1(n-1)经过第三路非线性处理，可以将第一级第三时延信号y1(n-1)的绝对值进行平方计算再与信号y1(n-1)相乘得到，记为z 1,2 (n)，z 1,2 (n)＝y1(n-1)|y1(n-1)| 2 。最后可以得到经非线性处理后输出的三路信号z 1,0 (n),z 1,1 (n)和z 1,2 (n)。在图4中，将第一级第三时延信号进行非线性处理并获得非线性处理后的信号的实现过程，为作图简化，此处以略去。
[0078]在实施例中，可以将第二级第三时延信号y1(n-2)记为z 2,0 (n)，z 2,0 (n)＝y1(n-2)。将信号y1(n-2)经过第二路非线性处理，可以将第二级第三时延信号y1(n-2)的绝对值与信号y1(n-2)相乘得到，记为z 2,1 (n)，z 2,1 (n)＝y1(n-2)|y1(n-2)|。将信号y1(n-2)经过第三路非线性处理，可以将第二级第三时延信号y1(n-2)的绝对值进行平方计算再与信号y1(n-2)相乘得到，记为z 2,2 (n)，z 2,2 (n)＝y1(n-2)|y1(n-2)| 2 。最后可以得到经非线性处理后输出的三路信号z 2,0 (n),z 2,1 (n)和z 2,2 (n)。在图4中，将第二级第三时延信号进行非线性处理并获得非线性处理后的信号的实现过程，为作图简化，此处以略去。
[0079]在实施例中，可以将第三级第三时延信号y1(n-3)记为z 3,0 (n)，z 3,0 (n)＝y1(n-3)。将信号y1(n-3)经过第二路非线性处理，可以将第三级第三时延信号y1(n-3)的绝对值与信号y1(n-3)相乘得到，记为z 3,1 (n)，z 3,1 (n)＝y1(n-3)|y1(n-3)|。将信号y1(n-3)经过第三路非线性处理，可以将第三级第三时延信号y1(n-3)的绝对值进行平方计算再与信号y1(n-3)相乘得到，记为z 3,2 (n)，z 3,2 (n)＝y1(n-3)|y1(n-3)| 2 。最后可以得到经非线性处理后输出的三路信号z 3,0 (n),z 3,1 (n)和z 3,2 (n)。在图4中，将第三级第三时延信号进行非线性处理并获得非线性处理后的信号的实现过程，为作图简化，此处以略去。
[0080]在实施例中，可以将第四级第三时延信号y1(n-4)记为z 4,0 (n)，z 4,0 (n)＝y1(n-4)。将信号y1(n-4)经过第二路非线性处理，可以将第四级第三时延信号y1(n-4)的绝对值与信号y1(n-4)相乘得到，记为z 4,1 (n)，z 4,1 (n)＝y1(n-4)|y1(n-4)|。将信号y1(n-4)经过第三路非线性处理，可以将第四级第三时延信号y1(n-4)的绝对值进行平方计算再与信号y1(n-4)相乘得到，记为z 4,2 (n)，z 4,2 (n)＝y1(n-4)|y1(n-4)| 2 。最后可以得到经非线性处理后输出的三路信号z 4,0 (n),z 4,1 (n)和z 4,2 (n)。
[0081]在本发明的实施例中，可以将四级时延处理得到的五级第三时延信号y1(n)，y1(n-1)，y1(n-2)，y1(n-3)，y1(n-4)分别进行非线性运算，将每级第三时延信号经非线性处理后，可以得到三路非线性处理后的信号，所以在计算过程中，可以选取非线性阶数为3，则五级第三时延信号经非线性处理后一共可以对应得到十五路非线性处理后的输出信号，可以将十五路非线性处理后的输出信号分别记为z 0,0 (n),z 0,1 (n),z 0,2 (n),z 1,0 (n),z 1,1 (n),z 1,2 (n),z 2,0 (n),z 2,1 (n),z 2,2 (n),z 3,0 (n),z 3,1 (n),z 3,2 (n),z 4,0 (n),z 4,1 (n)，和z 4,2 (n)。
[0082]在本发明的实施例中，可以获取多项式补偿系数，将非线性处理信号与多项式补偿系数进行乘法运算，获得乘法运算后的信号。如图4所示，将非线性处理信号与多项式补偿系数进行乘法运算，具体的计算方式可以根据式(1-2)来实现，其中z m,k (n)表示非线性处理后的信号，y1(n-m)为进行时延处理后的信号，|y1(n-m)| k 为y1(n-m)绝对值的k次方，k为非线性阶数索引，可以选取非线性阶数为3，实现简便。其中，多项式补偿系数记为c m,k (n)，例如，可以将n时刻十五路多项式补偿系数分别记为c 0,0 (n),c 0,1 (n),c 0,2 (n),c 1,0 (n),c 1,1 (n),c 1,2 (n),c 2,0 (n),c 2,1 (n),c 2,2 (n),c 3,0 (n),c 3,1 (n),c 3,2 (n),c 4,0 (n),c 4,1 (n)和c 4,2 (n)。将每一路多项式补偿系数与对应输入的一路非线性处理后的信号进行乘法运算，得到乘法运算后的信号，例如，可以将乘法运算后的信号记为c m,k (n)z m,k (n)。非线性处理后的十五路信号z m,k (n)与十五路多项式补偿系数c m,k (n)对应相乘并得到十五个信号，在图4中，为作图简化，将九路多项式补偿系数与对应输入的非线性处理后的信号进行乘法运算的实现过程略去。
[0083]在本发明的实施例中，可以将乘法运算后的信号进行累加运算，获得数字预畸变补偿后的信号。如图4所示，先依次将三路乘法运算后的信号c m,k (n)z m,k (n)累加得到一路分累加值，则十五路乘法运算后的信号可以得到五路分累加值。将五路分累加值记为第一累加值、第二累加值、第三累加值、第四累加值和第五累加值。在图4中，第二累加值、第三累加值、第四累加值,为作图简化，此处以略去。将五路累加值即第一累加值、第二累加值、第三累加值、第四累加值和第五累加值进行累加运算获得总累加值，将总累加值输出后可以获得数字预畸变补偿后的信号 其中，数字预畸变补偿后的信号的具体的计算方式可以根据式(1-4)来实现。
[0084]在本发明的实施例中，如图3所示，可以根据数字预畸变补偿后的信号和非线性处理后的信号获得多项式补偿系数。现有技术中基于多项式结构的系数自适应更新方法存在一定的不稳定因数，本发明实施例的系数更新在算法实现的过程中可以提供一种基于归一化最小均方误差准则进行系数更新的具体实现结构，实现系数的更新运算的过程比较简便，系数更新的结果也更加稳定。
[0085]在本发明的实施例中，在对能量归一化后的信号进行数字预畸变补偿处理过程中，通过对信号进行非线性处理得到非线性处理信号，并根据误差信号和非线性处理信号获得多项式补偿系数。其中，获得多项式补偿系数可以通过具体算法来实现。
[0086]在本发明的实施例中，如图3所示，将数字预畸变补偿后的信号 与发送端信号x(n)进行减法计算获得误差信号e(n)。其中，发送端信号记为x(n),误差信号的具体计算方式可以根据式(1-5)来实现。e(n)表示在第n时刻下计算的误差信号，将信号x(n)与信号 进行减法计算从而得到误差信号e(n)。
[0087]在实施例中，多项式补偿系数的更新算法的实现过程可以基于现有的算法模型来实现，例如，式(1-6)定义了多项式补偿系数的更新方法，其中，可以记c m,k (n)为第n时刻多项式补偿系数，μ为固定步长，符号“*”代表共轭。但是，式(1-6)中定义的多项式补偿系数的更新方法，在实际的系统模型仿真中，存在一定的不稳定性。通过仿真发现式(1-3)中定义的z m,k (n)的值变化范围较大且对于更新步长的选取较困难。所以本发明的实施例将式(1-6)改成如式(1-7)中所定义的多项式补偿系数的更新方法，此方法是基于归一化的最小均方误差准则，能够防止引起多项式补偿系数过大导致发散，其中m可以表示为记忆长度索引，k可以表示为非线性阶数索引，P(n)为第n时刻下多项式结构的归一化能量,P(n)的计算方法在式(1-8)中做了定义，本发明中选取记忆长度M＝5，非线性阶数K＝3。
[0088]在实施例中，多项式补偿系数的更新算法的实现过程可以基于式(1-7)中所定义的算法模型来实现，例如，可以将固定步长值记为μ，多项式补偿系数的更新步长值记为μ n ，前一时刻的多项式补偿系数记为c m,k (n-1)，当前时刻n的多项式补偿系数的更新值记为c m,k (n)。首先将非线性处理信号z m,k (n)进行共轭运算，将共轭运算得到的信号z m,k * (n)和误差信号e(n)以及多项式补偿系数的更新步长值μ n 进行乘法运算。并将三者乘法运算后得到的输出信号与前一时刻的多项式补偿系数C m,k (n-1)相加，得到当前时刻n的多项式补偿系数的更新值c m,k (n)。在算法实现的过程中，可以将当前时刻的多项式补偿系数c m,k (n)进行时延处理，并且在进行下一步的多项式补偿系数的更新的计算过程中进行加法计算。如上所述，此处包括至少十五路非线性处理信号z m,k (n),所以，至少可以得到十五个多项式补偿系数的更新值。
[0089]在本发明的实施例中，在数字预畸变补偿处理过程中，将功率放大器输出信号进行非线性运算后得到的非线性处理信号z m,k (n)在不同时刻，其值变化范围较大，如果在实现过程中用一恒定常数的步长来进行多项式补偿系数的更新，则容易造成系统发散。所以，如图3所示，可以在归一化处理模块中对多项式补偿系数的更新步长进行归一化处理，获得多项式补偿系数的更新步长 代表固定步长值，ε代表常数。对十五路非线性处理信号z m,k (n)进行能量统计，并获得十五路非线性处理信号的能量，对十五路非线性处理信号的能量进行累加处理，得到能量和可以记为P(n)， 将能量和P(n)通过LUT后可以得到能量和与ε的和的倒数，记为 ε代表常数,其作用为防止P(n)过小，其导数值过大，从而引起更新步长μ n 变得很大，带来系数收敛的不稳定影响，本文中选取ε＝0.1。为省去除法运算，可以采用如表1-1所示的归一化能量查找表LUT来实现。将能量和的倒数 与固定步长值μ相乘获得归一化后的多项式补偿系数的更新步长μ n ， 固定步长值μ可由寄存器进行配置，本文中选取μ＝0.01。最后将μ n 输入多项式补偿系数的更新过程中，实现上述多项式补偿系数的更新运算，本发明的实施例的实现过程更加简便，且得到的计算结果更稳定。
[0090]表1-1是根据本发明的一个实施例的归一化能量查找表LUT。
[0091]表1-1
[0092]图5是根据本发明一个实施例的预畸变校准装置校准过程的流程图。
[0093]本发明实施例的数字预畸变处理方法，如图5所示，对于从功率放大器200输出信号到对信号进行数字预畸变处理的总体的实现过程可以包括以下内容：例如，功率放大器在时刻n输出信号y(n)，经过归一化处理后得到信号y1(n)＝y(n)*1/G，然后将信号y1(n)进行数字预畸变补偿处理，例如，经过抽头延迟线处理、非线性处理、乘法处理和累加处理后可以得到信号 再将数字预畸变补偿处理的信号 和发送端信号x(n)做减法运算，得到误差信号e(n)。将非线性处理信号z m,k (n)和误差信号e(n)进行多项式补偿系数的更新计算，同时将迭代的更新步长也进行归一化处理，保证了多项式补偿系数在进行数字预畸变估计处理时的稳定性。具体的计算过程可以参考上述对于多项式补偿系数的更新计算内容。本发明的实施例的数字预畸变处理方法，结合现有的数字预畸变处理方法给出了一种基于归一化的最小均方误差算法的计算方法，选取记忆长度为5，非线性阶数为3，可以设置采样时钟工作在160Mhz频率上，可以保证信号稳定的同时实现简便。
[0094]图6是根据本发明一个实施例的宽带系统的结构框图。
[0095]在本发明的实施例中，如图6所示，宽带系统1000可以至少包括功率放大器200和数字预畸变处理装置100，数字预畸变处理装置100可以通过硬件实现，例如，通过硬件实现的过程中，可以将一定数量的加法器、乘法器、累加器和非线性处理单元等组合成完整的数字电路来实现信号的计算与传输。数字预畸变处理装置100也可以通过软件实现，例如，可以经过一系列的程序设定，在运行程序的过程中实现对信号的计算和处理。
[0096]功率放大器200可以与数字预畸变处理装置100连接，能够将原始信号在数字预畸变处理装置100中进行数字预畸变处理后再通过功率放大器200。例如，在对于原始信号通过功率放大器200之前，先在数字预畸变处理装置100中进行数字信号预畸变处理，可以将进行数字信号预畸变处理后的信号经过DAC(Digital to Analog Converter，数字模拟转换器)，目的是将数字形式的离散信号转换为模拟形式的连续信号，然后将模拟形式的连续信号通过功率放大器200后得到放大处理后的信号，再将放大处理后的信号通过ADC(Analog to digital converter，模拟数字转换器)，目的是将模拟形式的连续信号转换为数字形式的离散信号。本发明结合现有的数字预畸变处理方法给出了一种基于归一化的最小均方误差算法的计算方法，在保证信号稳定的同时实现简便。
[0097]根据本发明实施例的非临时性计算机存储介质，当存储介质中的指令被执行时，使得系统在对信号进行处理的过程中，能够采用本发明实施例的数字预畸变处理方法，其中，非临时性计算机存储介质内部存储了主程序，通过程序运行可以发出可被执行的指令，对于相关的处理信号、相关系数以及运算方法的等信息有记忆性，反应迅速，能有效缩短反应时间，计算机程序执行时实现本发明实施例的数字预畸变处理方法，从而将原始信号在通过功率放大器前进行数字预畸变处理，以消除信号在经过功率放大器时引起的信号非线性特性影响。
[0098]图7是根据本发明一个实施例的数字预畸变系统的仿真模型结构的示意图。
[0099]在实施例中，为了验证本发明实施例的数字预畸变处理装置，对功率放大器输出信号的处理效果，设置了仿真实验。如图7所示，仿真过程可以通过该数字预畸变系统的仿真模型来实现，该仿真模型可以通过硬件设置来实现也可以通过软件来实现对信号的处理，具体仿真过程可以包括以下内容：
[0100]该仿真模型可以分为数字预畸变估计和数字预畸变补偿两个阶段，例如，在数字预畸变估计阶段，宽带信号产生器可以根据对应的宽带，产生原始信号，例如，在本发明的实施例中，原始信号以OFDM数字宽带训练信号为例，且将参数设置为vht,mcs0,数据包为8192字节，OFDM数字宽带训练信号经过滤波器后得到滤波信号，并进入乘法器中，其中，该滤波器以80->160滤波器为例，表示该滤波器的信号输入频率为80MHz,输出频率为160MHz。滤波后的信号在乘法器中可以与数字增益进行乘法运算，该步骤主要是用于调整在80->160滤波器滤波后的得到的数字信号的能量，在数字预畸变估计阶段中，数据选择器可以绕过数字预畸变补偿模块，直接将乘法运算调整后的数字信号送入滤波器中，以160->320滤波器为例，表示该滤波器的信号输入频率为160MHz,输出频率为320MHz。滤波后的信号可以经过有记忆的通信信道模拟仿真模型，其中，有记忆的通信信道模拟仿真模型主要由FIR(Finite Impulse Response，有限长单位冲激响应)滤波器和Saleh模型组成，主要用于实现模拟功率放大器的行为。再经过发射机I/Q(In-phase/Quadrature,同相正交)不平衡生成模块，发射机I/Q不平衡生成模块是在数字域等效产生的，主要用来模拟射频电路产生的IQ不平衡，经过发射机I/Q不平衡生成模块的数字信号，可以进入到乘法器中，并且在乘法器中完成与射频增益的相乘计算过程，该过程可以通过等效的射频增益，将数字信号的输出能量调到合适的范围内，例如，对宽带OFDM信号来说，考虑到峰均比等因素，可以将输出信号能量调整到-12dB左右，接着将乘法器的输出信号输入到加法器中，加上直流偏移，用来模拟射频电路产生的直流信号，本发明中模拟ADC最大偏移量的值可以为20mv，其中模拟ADC的满幅度量程可以为+/-600mv。然后将加法器的输出信号输入高斯白噪声模块，再经过滤波器和接收机I/Q不平衡校正模块，其中，此处滤波器可以为320->160滤波器，表示该滤波器的信号输入频率为320MHz,输出频率为160MHz，接收机I/Q不平衡校正模块主要用来补偿射频电路产生的IQ不平衡。最后将处理完成的数字信号送入数字预畸变估计模块，数字预畸变估计模块的另一路输入来自数据选择器的输出经过FIFO时延模块的输出信号。在数字预畸变估计模块完成系数的计算后，在数字预畸变补偿阶段，可以将数字预畸变估计模块中计算完成的系数复制到数字预畸变补偿模块中，此时关闭数字预畸变估计模块。
[0101]在数字预畸变补偿阶段时，根据估计出的系数对OFDM数字宽带训练信号进行预畸变处理，再送入有记忆的通信信道模拟仿真模型中，最后输出经过数字预畸变处理和功率放大器放大后的OFDM数字宽带训练信号。我们可以通过计算信噪比模块来衡量估计出的系数是否正确，也能通过对比开关数字预畸变补偿模块，可对原始的OFDM数字宽带训练信号与经过数字预畸变处理和功率放大器放大后的OFDM数字宽带训练信号，以及原始的OFDM数字宽带训练信号与经过功率放大器放大后的OFDM数字宽带训练信号，分别计算其信噪比来衡量数字预畸变系统的有效性,信噪比改善越多，则对信号的处理效果越好。
[0102]表1-2是根据本发明一个实施例的不同功率下的原始信号与功率放大器放大后的信号的信噪比以及原始信号与经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的信噪比的对照表。如表1-2所示，分别为在20M，40M和80M宽带情况下，打开数字预畸变补偿模块和关闭数字预畸变补偿模块，并且将原始信号通过有记忆的通信信道模拟仿真模型后所得到的信号的信噪比。在本发明的仿真过程中，由表1-2可知，在20M，40M和80M宽带和数字增益分别为-8dB、-6dB、-4dB、-2dB、0dB的情况下，打开数字预畸变补偿模块得到的数字信号的信噪比均大于关闭数字预畸变补偿模块所得到的数字信号的信噪比。例如，可以设置原始OFDM数字宽带训练信号为80M,vht,mcs0,数据包为8192字节，数字增益为-8db，功率放大器输入功率为-16.6db，功率放大器输出功率为-11.2db，原始信号与原始信号经功率放大器放大后的信号的信噪比为13.2dB，原始信号与原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的信噪比为44.1dB，由此可知，在数字增益和输入功率以及输出功率相同的情况下，原始信号与原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的信噪比与原始信号与原始信号经功率放大器放大后的信号的信噪比相比，前者的信噪比得到明显提高，且从表1-2中可以看到，原始信号的能量越小，在经过数字预畸变处理后的信噪比提升的越多，随着原始信号的能量变大，经过数字预畸变处理后的信噪比提升变小，主要是因为信号已经进入功率放大器的饱和区。表1-2的仿真结果证明了本发明实施例的数字预畸变系统有效。
[0103]表1-2
[0104]图8是根据本发明一个实施例的描述了Saleh模型模拟无记忆功率放大器的结构示意图。
[0105]表1-3是根据本发明一个实施例的3阶FIR滤波器的系数与Saleh模型参数表。
[0106]在本发明中，对数字信号进行的仿真实验是基于有记忆的通信信道模拟仿真模型，有记忆的通信信道模拟仿真模型主要由FIR滤波器和Saleh模型组成，主要用于实现模拟功率放大器的行为。其中可以设置FIR滤波器为三阶滤波器，如图8所示，输入信号μ(n)经过Saleh模块时，可以经过算法实现模拟功率放大器输出信号y(n)的行为。在具体实现过程可以通过式(3-1)具体算法来实现，例如，如式(3-1)所示，用于模拟将信号μ(n)输入Saleh模块时首先进行模和相位的计算,得到μ(n)信号的模和相位角，然后将μ(n)信号的模经过AM/PM得到 输入到加法器中与μ(n)信号的相位角相加，得到输出信号y(n)的相位角。接着将信号μ(n)的模经过AM/AM得到输出信号y(n)的模 最后将输出信号y(n)的相位角和模由欧拉公式计算得到输出信号y(n)。
[0107]其中，FIR滤波器的系数和式(3-1)中的参数，可以根据表1-3中的FIR滤波器的系数与Saleh模型参数的表来定义。由表1-3可知，FIR滤波器的三个系数可以设置为Coef0＝0.7692，Coef1＝0.1538，Coef2＝0.0769。式(3-1)中的参数包括α a ,β a ,α p ,β p ，可以设置α a ＝2.1587，β a ＝1.1517，α p ＝4.003，β p ＝9.104。
[0108]表1-3
[0109]其中，图9a-图9c是本发明实施例的数字预畸变估计的误差信号的波形图，其中，误差信号幅度与取样时间的关系如图9a所示，滤波后的误差信号幅度与取样时间的关系如图9b所示，滤波后的误差信号幅度dB值与取样时间的关系如图9c所示，其中，取样时间单位为μs。
[0110]在实施例中，可以将经过仿真后的数字信号图像和原始的信号图像进行对比，以此可以对数字信号进行数字预畸变之后的效果进行评价。
[0111]如图10a是本发明一个实施例的原始信号时域响应的波形图，图10b是本发明一个实施例的原始信号经数预畸变处理和功率放大器放大后的输出信号的时域响应的波形图。其中，如图10a所示，原始信号的时域响应振幅波形包含实部分量和虚部分量。如图10b所示，原始信号经过数字预畸变处理和功率放大器放大后得到的输出信号的时域响应振幅波形图包含实部分量和虚部分量。
[0112]由图10a和图10b进行对比可以得到将原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的输出信号的时域响应与原始信号的时域响应曲线基本重合，则可以说明本发明的实施例的数字预畸变处理的正确性。
[0113]如图11a是本发明一个实施例的原始信号的频域响应的波形图，图11b是本发明一个实施例的原始信号经功率放大器放大后的信号的频域响应的波形图以及原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的频域响应的波形图。其中，如图11b所示，曲线1为原始信号经功率放大器放大后的信号的频域响应的波形，曲线2为原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的频域响应的波形。由曲线1可知，原始信号经功率放大器放大后的信号的频域响应相对于图11a中的原始信号的频域响应的波形来说，相差比较大，这是由于功率放大器的非线性导致。由曲线2可知，原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的频域响应的波形，相对于图11a中的原始信号的频域响应的波形来说，波形曲线基本一致。根据本发明实施例的数字预畸变处理方法，对信号进行数字预畸变处理，使得对进行数字预畸变处理后的信号，在经过功率放大器后，能消除信号的非线性特性，说明了数字预畸变处理的正确性。
[0114]如图12a是本发明一个实施例的原始信号的幅度与原始信号经功率放大器放大后的信号的幅度的波形图，图12b是本发明一个实施例的原始信号的幅度与原始信号经过数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的幅度的波形图。其中，采样时钟工作在160Mhz频率上。图12a中的曲线包括原始信号的幅度曲线和原始信号经功率放大器放大后的信号的幅度曲线。由图可知，原始信号的幅度与原始信号经功率放大器放大后的信号的幅度曲线重合度不高，相差比较多。图12b中的曲线包括原始信号的幅度曲线和原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的幅度曲线。由图可知，原始信号的幅度与原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的幅度曲线基本重合。根据本发明实施例的数字预畸变处理方法，对信号进行数字预畸变处理，使得对进行数字预畸变处理后的信号，在经过功率放大器后，能消除信号的非线性特性，说明了数字预畸变处理的正确性。
[0115]如图13a是本发明一个实施例的原始信号相位与原始信号经功率放大器放大后的信号的相位的波形图，图13b是本发明一个实施例的原始信号的相位与原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的相位的波形图。其中，采样时钟工作在160Mhz频率上。图13a中的曲线包括原始信号的相位曲线和原始信号经功率放大器放大后的信号的相位曲线。由图可知，原始信号的相位与原始信号经功率放大器放大后的信号的相位曲线重合度不高，相差比较多。图13b中的曲线包括原始信号的相位曲线和原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的相位曲线。由图可知，原始信号的相位与原始信号经数字预畸变处理和功率放大器放大后的信号的相位曲线基本重合。根据本发明实施例的数字预畸变处理方法，对信号进行数字预畸变处理，使得对进行数字预畸变处理后的信号，在经过功率放大器后，能消除信号的非线性特性，说明了数字预畸变处理的正确性。
[0116]总的来说，本发明实施例的数字预畸变处理装置和宽带系统，对于无记忆和有记忆的功率放大器模型，都能适用，结合现有的数字预畸变处理方法，提供了一种基于归一化的最小均方误差更新计算方法，进行多项式补偿系数的更新，选取记忆长度为5，非线性阶数为3，采样时钟工作在160Mhz频率上，实现简便。并且将功率放大器的输出信号进行能量归一化，同时将迭代的更新步长也进行归一化处理，保证了多项式补偿系数在进行数字预畸变处理时的稳定性。
[0117]术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
[0118]在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。
[0119]尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
